Фазовый регулятор мощности на главном полевом транзисторе

Фазовый регулятор мощности

на главном полевом транзисторе

Обычно фазовые регуляторы мощности переменного тока строятся на базе тиристора либо симистора.

Эти схемы уже издавна стали типовыми и повторены неоднократно как радиолюбителями, так и в масштабе производства. Но

тиристорным И симисторным регуляторам, равно как и ключам, всегда был свойственен один принципиальный недочет, — ограничение малой мощности нагрузки.

Другими словами, типовой тиристорный регулятор на наивысшую мощность нагрузки более 100W не может отлично регулировать мощность маломощной нагрузки, потребляющей единицы и толики ватт.

 Ключевые полевые транзисторы отличаются тем, что на физическом уровне работа их канала очень припоминает работу обыденного механического выключателя, — в стопроцентно открытом состоянии их сопротивление сильно мало и составляет толики Ом. а в закрытом состоянии ток утечки составляет микроамперы.

И это фактически не находится в зависимости от величины напряжения на канапе.

Другими словами, конкретно как механический выключатель.

Вот поэтому главный каскад на главном полевом транзисторе может коммутировать нагрузку мощностью от единиц и толикой ватт, до очень допустимого по току значения.

К примеру, пользующийся популярностью полевой транзистор IRFS40 без радиатора работая в главном режиме может коммутировать мощность фактически от нуля до 400W Не считая того главный полевой транзистор обладает очень низким током затвора, потому для управления требуется очень низкая статическая мощность.

Правда это омрачается относитсительно большой емкостью затвора, потому в 1-ый момент включения ток затвора возможно окажется и достаточно огромным (ток на заряд емкости затвора)

С этим борются включением   поочередно затвору токоограничительного резистора, что понижает быстродействие ключа, потому что появляется RC-цель состоящая из этого сопротивления и емкости затвора, или выход схемы управления делают более массивным. Схема регулятора мощности показана на рисунке. Нагрузка питается пульсирующим напряжением, потому что подключена через диодный мост VD5-VD8. Для питания электронагревательного прибора (паяльничка, лампы накаливания) это подходит.

Потому что у пульсирующего тока отрицательная полуволна «вывернута» ввысь, получаются пульсации с частотой 100 Гц Но они положительные, другими словами, график конфигурации от нуля до полодитепьного амплитудного значения напряжения.

Потому регулировка вероятна от 0% до 100%

Величина наибольшей мощности нагрузки в этой схеме ограничена не столько наибольшим током открытого канала VT1 (это ЗОА). сколько наибольшим прямым током диодов выпрямительного моста VD5-VD8 При использовании диодов КД209 схема может работать с нагрузкой мощностью до 100W. Если необходимо работать с более сильной нагрузкой (до 400W) необходимо использовать более массивные диоды, к примеру, КД226Г, Д.

На инверторах микросхемы D1 выполнен формирователь управляющих импульсов, которые открывают транзистор VT1 в определенной фазе полуволны. Элементы D1.1 и D1.2 образуют триггер Шмита, а другие элементы D1.3-D1.6 образуют умощнённый выходной инвертор.

Умощнить выход пришлось чтоб восполнить проблемы вызванные скачком тока на заряд емкости затвора VT1 в момент его включения.

Система низковольтного питания микросхемы средством диодика VD2 разбита на две части,  —   фактически питающую часть.

Добавить комментарий

Ваш e-mail не будет опубликован. Обязательные поля помечены *